LC VCO tuning

[saber890]

hejHvordan kan CV karakteristika for et varactor, at der bliver brugt i en LC VCO, blive påvirket, således at den ideelle w = 1/sqrt (LC (V) kan fås??Og også, hvordan kan udgangsfrekvensen justeres at nærme den ideelle tuning karakteristisk?

Jeg kender varactor kapacitans er påvirket af oscillatorens Udgangsspænding swing, og til en vis grad LC-tank tab.

Den præstationsparametre fase støj og lavt strømforbrug ikke er af største vigtighed, kan den ideelle karakteristisk være indhentet på expence af disse??

 

[hrkhari]

Varactor diode forbindelse indfører parasitaere som degraderer Q faktor,
og derfor er det ideelle karakteristiske for tunable kondensator.For at øge Q bruge større værdi af varactor kondensator for hyppigere anvendelse i pMOS VCO topology.Dette ville kompensere mismatchen og reducere tab.

Rgds

 

[saber890]

Tak for svaret.

Jeg bruger et MOS transistor i inversion-mode som varactor på grund af sin scalabillity med lavere levering spændinger, og jeg ved, Q-faktor kan være højere for MOS varactor, end for det modsatte forudindtaget diode varactor.

Hvis jeg øge længden af MOS transistor, de kapacitans vifte vil stige som følge af stigning i transistor arealundersøgelses og også resonanse frekvens vil blive shiftet til en højere frekvens.
Men stigningen i MOS transistor længden vil forringe LC-tank Q-faktor på grund af øget resistens i transistor kanal.

Også, jeg tror ikke, at Q-faktor er det største problem for den ideelle w = 1/sqrt (Lc (v)) egenskab, men snarere de store amplitude swing på oscillatorens output,
der påvirker den effektive kapacitans af varactor .

Denne tank amplitude kan blive kontrolleret af bias aktuelle, når der i de nuværende begrænsede regionen.
Jeg har forsøgt at reducere tank amplitude at nærme sig den w = 1/sqrt (L (K)), og til en vis grad den tuning kurve af oscillatorens blev korrigeret .....men stadig, der er behov for forbedringer, så im spekulerer på, hvad andre skridt der bør tages?

For eksempel, hvordan bør MOS transistor lenghth og bredde fastsættes?(Jeg ved, at det afhænger af, hvad det resonsanse frekvens og tuning vifte jeg vil, men for at opnå den ideelle karakteristisk er den primære målsætning.).Stadig håber nogen kan give mig nogle idéer

Saber890

 

[maddy]

Hi Saber90
Størrelsessortering af krydset koblet MOS transistorer, som du måske allerede ved, er at være sådan, at gm * Rp = 2 for vedvarende oscillationerne hvor Rp er parallel modstand af tanken ckt.Når GM-værdi er nået frem til, og den nuværende er kendt,
skal du bruge minimum W / L for at opnå den krævede gm, således at tilføje mindst cap til tanken.Hope this helps ...
Rgds
Maddy

 

[saber890]

takket Maddy

Deres forslag til at reducere paracitic kapacitans bidraget fra aktive elementer, der giver de negative konduktansmålere (GM), så dette øger Cmax / Cmin ratio, der fører til en stigning i de disponible tuning række for VCO.

For at holde parasitaere bidrag lave, jeg bruger et enkelt tværs VCO topology, og ikke en dobbelt krydskontaminering koblet en.
Men jeg dont kende hvilken af de enkelt kryds og doubley krydses, vil være den bedste forsynet med henblik på at få det bedste (mest nøjagtige), CV kurve, og derfra det bedste w = 1/sqrt (L * C (V) ) tuning kurve.Yderligere vil jeg gerne vide, hvordan de store signal ved VCO output påvirker den øgede kapacitans rækkevidde.Jeg kender en stigning i produktionen amplitude vil gøre transaktionen fra Cmin til Cmax (eller vise versa), "blødere".Med andre ord, steepness af CV kendetegn er glattede ud i Frekvensafstemning kurve, som Cmax-Cmin transaktion tager længere tid med en højere oscillerende amplitude.

Hvis der er andre forslag, så lad mig det vide

Saber890

 

[maddy]

Hi Saber890
Med en supplerende tværs koblet pair, samme nuværende genererer en gmn (NMOS) og en GMP (PMOS) og dermed udstyr kan være mindre betydning mindre parasitter.Hvis det var en PMOS kun par, der er anvendt til bedre Fase Støj (lav flimren) derefter de enheder, der vil blive større på grund af lav mobilitet.En NMOS kun kan være bedre i form af størrelsessortering men Phase Noise vil lide.Jeg er ikke sikker på, hvor strenge din Fase Støj ved lave offset ~ 100 kHz er.

Mit gæt er den ene med mindst parasitter vil være tættest på CV kurve.

Ikke er sikker på VCO ampl og kapacitans rækkevidde.

Rgds
Madhav

 

[davidwong]

I undersøgelsen MH Perrott Lecture Notes

http://ocw.mit.edu/OcwWeb/Electrical-Engineering-and-Computer-Science/6-776Spring-2005/LectureNotes/index.htm

ifølge noterne
design procedure af LC VCO
1) design tank komponenter for at opnå høje Q
2) vælge bias gældende for stort sving uden at gå langt ind Gm mætning.
3) vælger W / L for at opnå tilstrækkeligt store gm

Jeg forstår ikke, hvad er meningen med det store sving uden at gå langt ind Gm saturation?
Lad mig vide ...
Thx in advance.

 

[saber890]

Der er to regioner i drift for VCO, er der først Nuværende begrænset område, hvor bias nuværende (eller inductor) kan anvendes som en uafhængig variabel for at øge amplituden af oscillatorens output swing.

Men på et vist punkt vibrationsamplitude ikke længere vil vokse med bias nuværende, så er VCO opererer i Spænding begrænset region (spændingen sætter grænsen for spændingen begrænset region).Når spændingen begrænset region er nået, øge bias nuværende ikke øger output amplitude, det fører til spild af strøm.
Øge produktionen amplitude swing har en positiv indvirkning på den fase støj.
Ofte den bedste afvejning mellem fase støj og strømforbrug er på grænsen af den nuværende og spænding begrænset regioner.

 

[davidwong]

Når jeg forsøger at simulere LC VCO med 1.3GHz,
Jeg bemærkede, at det ikke kan svinge, hvis jeg bruger
Fab.forudsat inductor og varactr model.
Jeg hørte, at det er på grund af GM af NMOS ikke er høj nok på
høj freq efter inklusive alle parasitaere komponent.
Er det muligt for mig at simulere gm freq svar af NMOS i LC VCO?